Elektromagnetische
Störungen verringern

Schaltnetzteile kommen in der Fahrzeugelektronik häufig zum Einsatz, da die Energieeffizienz in allen Automotive-Infrastrukturen heute eine wichtige Rolle spielt. Obwohl Schaltnetzteile aufgrund ihres hohen Wirkungsgrads gegenüber Linearreglern bevorzugt werden, erzeugen sie elektromagnetische Interferenzen (EMI).

Diese können Gegenmaßnahmen wie eine Abschirmung erfordern und zusätzlichen Entwicklungsaufwand verursachen, damit Fahrzeuge die entsprechenden EMV-Tests (elektromagnetische Verträglichkeit) bestehen. Unter den verschiedenen Stromversorgungstechniken, die dazu beitragen, EMI zu minimieren, hat sich das Streuspekt-rum als äußerst effizient bewiesen. Dabei wird die Schaltfrequenz automatisch variiert, um Störungen bei einer bestimmten Frequenz zu verringern. Komplexe Streuspektrum-Techniken wie pseudo-zufällige Modulation bieten die besten Ergebnisse. Einige Schaltnetzteil-Controller enthalten eine Streuspektrum-Funktion, viele jedoch nicht. In solchen Fällen kann ein alternatives Streuspekt-rum-Verhalten dazu beitragen, die EMV in Fahrzeugen zu verbessern: Andere Elektroniksysteme im Fahrzeug enthalten oft ein FPGA, das grundlegende Funktionen bereitstellt. Ein Teil dieser FPGA-Schaltkreise kann dann zur Implementierung eines pseudo-zufälligen Modulators verwendet werden. Nur eine geringe Menge an FPGA-Gattern, ein einziger I/O-Pin und ein Schaltnetzteil-IC mit einem Synchronisationsanschluss (SYNC) sind dazu erforderlich.

Streuspektrum-Modulation

Der Ausgang eines Schaltnetzteils wird typischerweise durch Schalten des Haupt-Leistungs-Mosfets bei fester Frequenz geregelt. Eine Spannungsrückkopplung des Ausgangs moduliert die Pulsbreite und regelt somit die Ausgangsspannung. Mit einem Schaltnetzteil-IC wie dem NCV8851-1 oder NCV890231 von ON Semiconductor lässt sich die Schaltfrequenz folgendermaßen einstellen: ein Widerstand wird über den ROSC-Pin des ICs zwischen dem internen Oszillator und der Masse angeschlossen. Das vereinfachte Blockdiagramm des Schaltnetzteils ist in Bild 1 dargestellt. Alternativ kann der Baustein mit einem externen Takt synchronisiert werden, indem eine Taktquelle höherer Frequenz als die des integrierten Oszillators an den SYNC-Pin des ICs angeschlossen wird (ebenfalls in Bild 1). Im Frequenzbereich zeigen die Schaltimpulse eine sinusförmige Komponente bei einer Frequenz, die auf die Pulsperiode bezogen ist und eine theoretisch unendliche Anzahl von Oberschwingungen bei höheren Frequenzen. Oberschwingungen niedrigerer Ordnung enthalten den größten Anteil der Signalenergie. Dieser wird bei Oberschwingungen höherer Ordnung immer geringer bis hin zu einem praktisch vernachlässigbaren Wert. Die Energie des grundlegenden Signals und der Oberschwingungen ist für die EMI verantwortlich, die ein Netzteil abgibt. Diese muss gedämpft werden. In allgemeinen Anwendungen kommt dabei eine Best-Design-Praxis bei der Auswahl der Bauelemente, des Leiterplatten-Layouts, der Abschirmung und Filterung zum Einsatz. Ist nur sehr geringes Rauschen erwünscht, wie z.B. in einem Automotive-Schaltnetzteil, sorgt die Streuspektrum-Technik für eine zusätzliche Störungsdämpfung. Dabei wird die Frequenz der Schaltimpulse moduliert, womit sich die Energie über einen breiteren Frequenzbereich verteilt. Obwohl das Streuspektrum nicht die gesamte Rauschenergie im Schaltsignal verringern kann, wird zumindest die Spitzenenergie reduziert. Pseudo-zufällige Frequenzmodulation mit festem Tastgrad (PRFMFD) hat sich für optimale Ergebnisse bewährt. Dabei wird die Rauschenergie über ein kontinuierliches Spekt-rum verteilt und die Restwelligkeit der Ausgangsspannung aufgrund des festen Tastgrads minimiert. Damit ergeben sich eine hervorragende Ausgangsregelung, ein verringertes niederfrequentes Rauschen und einfachere Rückkopplungsschaltkreise bei gleichzeitiger Beibehaltung der Schleifenstabilität.

Schaltungsimplementierung

Die Implementierung einer PRFMFD-Funktion in ein FPGA erfordert zwei wesentliche Designblöcke: einen Zufälligkeitsblock und einen Modulationsblock. Ein Decoder dient als Schnittstelle zwischen beiden Blöcken.

Zufälligkeit

Verschiedene Zufälligkeitsschemas können in Betracht gezogen werden; ein Schieberegister mit linearer Rückkopplung (LFSR) ist die geeignetste digitale Implementierung (Bild 2). Das LFSR ist ein synchroner Schaltkreis auf Basis seriell geschalteter Flip-Flops (D-Typ), was einem Schieberegister entspricht. Dieses weist eine Länge von ‚m‘ Bits auf und wird durch ein periodisches Taktsignal angesteuert, das eine pseudo-zufällige Bitfolge erzeugt. Die Rückkopplung an den Registereingang wird durch eine XOR-Funktion des Ausgangs an einem oder mehreren Abgriffpunkten erzeugt, den m-ten bzw. n-ten Bits. Das Register durchläuft eine Reihe deterministischer Zustände und wiederholt die Sequenz alle ‚K‘ Zyklen. Die maximale Anzahl von Zyklen wird als Maximallänge bezeichnet: (1). Der ‚-1′-Wert wird eingeführt, da ein Nullzustand aller Register zu einer Null bei der Rückkopplung an den Eingang führen würde. Dies führt letztlich zu einem Register Lock-up, indem ein unbefristeter Nullzustand erlaubt wird. Ziel ist es, für ein Register mit bestimmter Länge den Maximalzustand zu bestimmen. Dies ist der Abgriffpunkt für die XOR-Rückkopplung, der sicherstellt, dass ein Nullzustand aller Register nicht auftritt. Die Abgriffsequenz für maximale Länge ist eine Polynom-mod2-Funktion: (2). Das LFSR erzeugt daher keine zufällige Sequenz, sondern eine pseudo-zufällige Sequenz. Dabei handelt es sich um eine Sequenz, die sich am Ende des Zyklus selbst wiederholt. Die Sequenzlänge kann jedoch so verändert werden, dass seine Wiederholrate oder Frequenz niedrig ist und so für praktische Zwecke als statistisch zufällig betrachtet werden kann. Die Länge des LFSR (m) ist ein wichtiger Parameter bei der Reglung der Modulationsfrequenz und anderer wichtiger Regelparameter. Die Modulationsfrequenz oder die Registerfrequenz muss so eingestellt sein, um hörbare Frequenzen zu vermeiden. Der Hörbereich des Menschen liegt zwischen 20Hz und 20kHz. Verschiedene Registerlängen erfordern verschiedene Abgriffpunkte: die m-ten und n-ten Werte mit XOR-Verknüpfung. Für die meisten m-Werte ist ein einziger Abgriffpunkt ’n‘ erforderlich. Für einige m-Werte sind jedoch mehrere Abgriffpunkte erforderlich. Während sich zusätzliche XOR-Operanden in das Design einfügen lassen, kann der Schaltkreis vereinfacht werden, indem m-Werte vermieden werden, die mehr als einen einzigen Abgriffpunkt erfordern. Die LFSR-Zyklussequenz ist deterministisch. Die Register sollten daher in einem bekannten Zustand gestartet werden, um einen korrekten Betrieb zu gewährleisten. Über einen Reset werden die Register gesetzt, um zu garantieren, dass ein bekannter Zustand initialisiert wurde und kein Register Lock-up auftritt.

Decoder

Der Decoder leitet das LFSR-Wort an das Modulator-Wort weiter und übersetzt das LFSR-Ergebnis in eine bestimmte Periode. Er kann als asynchroner Block erstellt werden, mit der Absicht, dass der Dekodierprozess in einem Zeitraum stattfinden soll, der kürzer als die LSFR-Taktperiode ist. Damit wird die statistische Zufälligkeit nicht beeinträchtigt. Das implementierte Design tastet die ersten vier Bits des LFSR ab. Diese werden dann auf maximal 16 mögliche Frequenzergebnisse dekodiert.

Modulator

Das FPGA kann eine gesamte digitale Schnittstelle implementieren und ein Rechtecksignal erzeugen. In der Praxis schränkt dies die Schnittstelle allein auf die Ansteuerung des SMPS-SYNC-Pins ein. Das LFSR sendet ein paralleles Ausgangssignal an den Decoder, der die LFSR-Zahl in eine Zahl dekodiert, die einer Periode entspricht. Der Modulator übersetzt diese Periode und erzeugt daraus das Ausgangssignal. Er ist ein synchroner Schaltkreis, der also Daten vom Decoder empfängt und diese als feste Periode übersetzt. Damit wird das Ausgangssignal entsprechend gesteuert. Der Ausgang ist damit ein Rechtecksignal mit einem festen Tastgrad von 50%. Es kommt also auf ein Design an, das einen Schaltnetzteil-IC auf geeignete Weise für Automotive-Cockpit-Funktionen steuert. Dabei muss jeder EMV-Einfluss des Designs auf benachbarte Systeme verringert werden, vor allem auf den hochempfindlichen Radioempfänger. Die Betriebsfrequenz des Designs und damit auch die geregelte Schaltfrequenz des Netzteil-ICs sind wichtige Überlegungen. Die meisten Autofahrer hören Analogradio im UKW-Frequenzband. Der höhere Signal-Rauschabstand bei UKW bedeutet, dass UKW-Störungen weniger problematisch sind als MW-Störungen. Das Vermeiden von Grundfrequenzen oder Oberschwingungen, die ein eingestelltes Frequenzband stören, ist daher entscheidend, wenn das Design Störungen beim Radioempfang minimieren soll. Während Oberschwingungen im Rundfunkband nur schwer zu vermeiden sind, kann eine Nennfrequenz gewählt werden, die Störungen minimiert. Eine höhere Schaltfrequenz sorgt für eine geringere Wahrscheinlichkeit, dass in einem Rundfunkband Störungen durch Oberschwingungen auftreten.

Auswertung der PRFMFD-Performance

Der PRFMFD-Schaltkreis wurde mit 63 Logikgattern eines Cyclone II 2C20 FPGAs von Altera implementiert. Das sind gerade einmal 0,3% der verfügbaren Ressourcen. Ein einzelner Pin stellt den Streuspektrum-Ausgang dar. Zu Testzwecken wird ein festverdrahteter Kippschalter verwendet, um den Ausgang zu aktivieren bzw. zu deaktivieren. Der Streuspekt-rum-Ausgang des FPGA wird an zwei verschiedene Automotive-Buck-Schaltnetzteil-ICs von ON Semiconductor angelegt: den NCV8851-1, einen synchronen 0,5MHz-Controller und den NCV890201, einen nicht synchronen 2MHz-NMOS-Wandler. Zwei verschiedene Nennfrequenzen und Bandbreiten werden verwendet, abhängig vom SYNC-Frequenzbereich des Netzteil-ICs: 32 Frequenzen zwischen 219 und 481kHz oder vier verschiedene Frequenzen zwischen 1,92 und 2,5MHz. Aus den Bildern 4 und 5 geht hervor, dass die Leistungsfähigkeit über das gesamte Spekt-rum schwankt. Die Ergebnisse lassen sich jedoch zusammenfassen. Die pseudo-zufällige Modulation des NCV8851-1 sorgt für eine Verbesserung von 10dB/µV beim 170kHz-Grundsignal und von etwa 5dB/µV über das Spektrum. Die pseudo-zufällige Modulation des NCV890201 erzielt eine Verbesserung um 8dB/µV beim 2MHz-Grundsignal und um 10 bis 18dB/µV über das Spektrum. Die Differenz zwischen der unteren und oberen Grenze der Spitze-Spitze-Ausgangsspannung, die in verschiedenen Experimenten gemessen wurde, beträgt nur 240mV. Die Worst-Case-Restwelligkeit beträgt 800mV. Im Vergleich zu einer Worst-Case Spitze-Spitze-Ausgangsspannung beim Festfrequenzbetrieb ergeben sich 720mV. Dies zeigt, dass kein wesentlicher Anstieg bei der Welligkeit im pseudo-zufälligen Streuspektrum-Betrieb stattfindet.

Fazit

Pseudo-zufällige Streuspektrum-Modulation in Automotive-Cockpit-Anwendungen lässt sich in vorhandene, übrige FPGA-Systemressourcen implementieren – zusammen mit Schaltnetzteil-ICs wie ON Semiconductors NCV8851-1 und NCV890201. Die Lösung benötigt nur minimale FPGA-Systemressourcen und I/O und kann Spektralemissionen erheblich reduzieren, ohne dabei die Welligkeit der Ausgangsspannung zu erhöhen.